大容量可调AC-DC直流开关电源主电路设计

石家庄铁道大学四方学院毕业设计

大容量可调AC-DC直流开关电源主电

路设计

The Main Circuit Design of Large Capacity

Adjustable AC-DC Switching Power

2013 届 系 专 业 学 号 学生姓名 指导教师

完成日期 2012年 5月 15日

毕业设计成绩单

学生姓名 刘坤 学号 200877 班级 方0810-2班 专业 电气工程及其自动化 毕业设计题目 大容量可调AC-DC直流开关电源主电路设计 指导教师姓名 刘建华 指导教师职称 副教授 评 定 成 绩 指导教师 得分 得分 评阅人 答辩小组组长 成绩： 得分 院长(主任) 签字： 年 月 日

毕业设计任务书

题 目 学生姓名 承担指导 任务单位 大容量可调AC-DC直流开关电源主电路设计 刘坤 学号 200877 班级 电气工程系 导师 姓名 方0810-2 刘建华 专业 导师 职称 电气工程及其自动化 副教授 一、设计内容 用单片机和MOS管设计一种高性能、大容量可调AC-DC直流开关电源。 二、设计条件 输入电压：380V±15%，三相三线制，频率50Hz±5% 输出：DC28V，额定电流600A，电压可调范围0-35V。 具备输入过电压、欠电压，输入缺相，输出过电压，过流等保护功能。 动态性能：超调<10%,调整时间<50ms（负载0—100%阶跃变化时） 稳压精度：±0.5%（在电压>20V时测量） 三、设计的基本要求 1．设计该系统原理图，说明其工作原理。 2．设计AC-DC主电路，确定各元器件参数和型号。 3．DC-DC电路设计，确定各元器件参数和型号。 4．设计保护电路，确定元件型号和参数。 5. 高频变压器设计。 四、参考文献 [1]黄俊 电力电子变流技术 机械工业出版社 2004年 [2]莫正康 半导体变流技术 机械工业出版社 1993年 [3]张延鹏 高频开关电源 人民邮电出版社 1999年 [4]王水平 开关稳压电源 西安电子科技出版社 1997年 五、进度计划 1-3周 课题调研、收集、学习参考资料，查阅外文资料； 4周 查阅相关的外文资料，并翻译； 5-6周 整理参考资料，设计总体设计方案，作开题报告； 7周 设计AC-DC主电路，计算各元器件参数，并选择各元件型号； 8-9周 DC-DC电路设计，确定各元器件参数和型号； 10周 设计保护电路，并确定各元器件参数和型号； 11-12周 设计高频变压器，计算各参数并确定型号； 13周 实现电路的MATLAB软件仿真； 14-15周 整理并撰写毕业设计论文，提交论文给指导老师； 16周 答辩。 教研室主任签字 时 间 年 月 日

毕业设计开题报告

题 目 学生姓名 刘坤 大容量可调AC-DC直流开关电源主电路设计 学号 200877 班级 方0810-2 专业 电气工程及其自动化 一、研究背景 随着电力电子技术的高速发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源。进入二十世纪80年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代。进入二十世纪 90年关电源相继进入各种电子、电器设备领域，程控交换机、通讯、电力检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源，更促进了开关电源技术的迅速发展。 开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和开关器件（MOSFET、BJT等）构成。开关电源的发展方向是高频、高可靠、低耗、低噪声、抗干扰和模块化,而高频化使开关电源小型化，并使开关电源进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了开关电源的发展前进，每年以超过两位数字的增长率向着轻、小、薄、低噪声、高可靠、抗干扰的方向发展。 开关电源大容量的实现使其在更广的范围内得以应用，以广泛应用于工业自动化控制、军工设备、科研设备、LED照明、工控设备、通讯设备、电力设备、仪器仪表、医疗设备、半导冷制热、空气净化器，电子冰箱，液晶显示器，LED灯具，通讯设备，视听产品，安防，电脑机箱，数码产品和仪器类等领域。 二、国内外研究现状（要求1.过内现状2.国外现状） 由于开关电源具有功率转换效率高，文雅范围宽，功率密度大，重量轻等特点，已取代先行地那远，相控电源成为新一代电源的主题。在传统开关电源中，由于功率器件工作在开关状态，器件常常在高电压下开通，在大电流下关断，所以，也存在一些问题，如射频干扰和电磁干扰大，开关损耗大，输出纹波大，器件的安全工作区窄，电路对分布系数比较敏感等等缺点。随着技术的进步，特别是功率器件的更新换代，功率变换技术的不断改进，新型电磁材料的不断使用，控制方法的不断进步，以及相关科学的不断融合，开关电源的缺点正逐步得到克服，射频干扰和电磁干扰已经被抑制在一个很低的水平上，输出纹波降低到几毫伏以下已经不成问题。开关电源的技术主要得益于以下三个方面技术的进步： (1)电力电子器件的迅速发展和换代促进了变流技术和变流装置的现代化 自上个世纪五十年代末第一只晶闸管问世以来，电力电子技术开始登上现代电气传动技术舞台，以此为基础开发的可控硅整流装置，是电气传动领域的一次，使电能的变换和控制从旋转变流机和静止变流器进入由电力电子器件构成的变流器时代，这标志着电力电子学的诞生。进入七十年代，晶闸管开始形成有低电压，小电流到高电压、大电流的系列产品，普通晶闸管不能自关断的半控制器件，被称为第一代电力电子器件。随着电力电子技术理论研究和制造工艺水平的不断提高，电力电子器件在容量和类型等方面得到了很大发展，是电力电子技术的又一次飞跃，先后研制出GTR GTQ功率MOSFET等自关断全控型第二代电力电子器件。而以绝缘栅双极晶体管为代表的第三代电力电子器件，开始超大功率，高频率，影响快，响应快，低损耗方向发展。进入九十年代，电力电子器件正朝着复合化，标准模块化，智能化，功率集成的方向发展，在国际上电力电子技术是竞争最激烈的高新技术领域之一。

(2)变换器主电路拓扑结构的研究 一般来说，正激、反激、推挽、半桥、全桥这几种拓扑是最常用的，不同的拓扑适用于不同的场合。正激变换电路简单，元件数量少，保护用以实现。缺点是开关器件电压感应高，输出电压纹波比较大，变压器磁芯工作在第一象限，磁芯利用率低，而且需要附加磁复位电路，适用于小功率成和。反激变换器元件数量少，输出电压纹波小。缺点是磁芯利用率低，适用于小功率场合。推挽变换器磁芯工作在一、三象限，利用率高，但是开关器件电压应力是输入电压的两倍，因此适合低压输入场合。半桥变换器开关器件电压应低于输入电压，但是电流是相同条件下推挽变换器的两倍因此只适用于中小功率场合。半桥变换器最大的优点在于其对电路不平衡有自动的抑制作用，因此使用非常广泛。全桥变换器开关器件电压等于输入电压，输入电流是相同条件下半桥变换器的一半，适用于高压大功率场合。缺点是开关器件数量多，控制复杂。 (3)微型计算机控制技术与专用控制芯片的迅速发展和广泛应用为开关电源的成功应用提供了技术手段和保证。 随着微电子技术和超大规模集成电路技术迅速发展，使得微型计算机计算速度更快、体积更小、性价比更高，同时功率损耗大大降低，可靠性比以前更高，使得对电源系统的监控的实时性更高、更方便。另一方面，随着开关电源的广泛应用，全球一些知名厂家都竞相开发出各种电力电子电路控制用的集成电路，专门集成电路相对于分立器件控制电路来说，集成电路性能更优越，可靠性更高，成本更低。这为开关电源的成功应用提供了技术手段和保证。 三、论文的主要工作和所采的方法手段：（给出结构原理框图） 本文的主要工作是设计大容量可调AC-DC直流开关电源主电路，根据其设计具有的技术要求，分析得出，市电经过输入滤波以后，首先经过整流滤波电路变成含有一定脉动成分的直流电压，然后进人高频变换部分，此部分主要设计整流桥。高频变换部分的核心是DC-DC变换器，它主要由高频功率开关和高频变压器组成。高频功率开关将直流高压斩波，并有高频变换器转换成所需的电压范围内的方波，此部分主要确定逆变电路和高频变压器。最后将这个方波电压整流滤波，得到所需的电压，此部分主要确定整流输出电路。其中要考虑各个部分需要的保护电路，确保电路的可靠性与稳定性。主要采用的方法是，根据不同电路应用的条件，器件的应用条件选择，外加不断试验比较选择最合适的电路与器件，确定开关电源主电路系统。 四、预期达到的结果： 通过循序渐进的原则，设计出各个模块，并对每个电源模块进行调试，然后对整个电源系统进行调试，设计出整个实验装置，满足设计要求，符合设计开关电源应具有的输入输出特性，具有一定的调节范围，具有输入过电压、欠电压，输入缺相，输出过电压，过流等保护功能等等，并可先在MATLAB中仿真模拟，做到准确可行或做出相应的改变。 教研室主任签字 时 间 年 月 日

摘 要

开关电源在效率、体积和重量等方面都远远优于线性电源因此已经基本取代了线性电源，成为电子设备供电的主要电源形式。目前世界各国都有广泛的应用，特别是对大容量高频开关电源的研究和开发已成为当今电力电子学的主要研究领域，并派生了很多新的研究方向。本文研究的主要内容就是大容量可调AC-DC直流开关电源主电路的设计。

本文详细的分析了大容量可调AC-DC直流开关电源的工作原理，并详细的讨论了主电路各个环节的可选设计方案。在此基础上，完成了整个系统的主电路设计，及器件的选择。根据分析的原理，交流市电经过输入滤波以后，首先经过整流、滤波电路变成含有一定脉动电压成分的直流电压，然后进入DC-DC变换器部分。高频变换部分产生高频（20kHz以上）高压方波，所得到的高压方波送给高频隔离降压变压器的初级。在变压器的次级感应出电压，电压再经过整流、滤波后就产生了低压直流。本文同时探讨了该电源系统实现大容量的解决方案，即采用多个电源模块并联运行。

本文研制的直流开关电源具有输出电压可调、输出电流大等显著特点，使之具有广阔的应用前景。

关键词:开关电源 主电路 DC-DC变换器 高频变压器

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Abstract

Switching power is far superior to the linear power supply in such aspects as the efficiency, volume and weight, therefore it has replaced the linear power supply basically and become the main power supply form for electronic equipment. Countries all over the world have extensive application in switching power, especially research on large capacity high-frequency switching power nowadays has already become the main research field of power electronics and many new research directions has derived from it. The main content of this paper is the main circuit design of large capacity adjustable AC-DC switching power.

This paper has analyzed the theory of large capacity adjustable AC-DC switching power in detail, and has discussed every element of the design of the main circuit that can be chosen. On this basis, this paper schemed out the main circuit of the system design and the choice of the device. On the basis of analyzing the theory, Public Power Supply AC which has gone through of input filter becomes with certain voltage ripple composition of the dc voltage after first rectification and filter circuit, and then goes into the part of DC-DC converter. The part of high frequency transformation inducts high-frequency (above 20 kHz) and high pressure square wave. And then the obtained high pressure square wave will be put on the primary of high frequency isolation step-down transformer. At the secondary side of the transformer, it inducts the voltage. And then it produces the low DC voltage after rectification and filter. This paper explained the solution of this large capacity power system at the same time, namely some power modules are to be connected in parallel.

Direct current switching power studied in this paper has many remarkable characteristics such as adjustable output voltage, heavy output current and so on. So this switching power has wide application fields.

Keywords: switching power the main circuit DC-DC converter high-frequency

transformer

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目 录

第1章 绪论 .......................................................................................................................... 1 1.1 课题研究的目的意义 .................................................................................................... 1 1.2 国内外研究现状和发展趋势 .......................................................................................... 1 1.3 论文研究内容 ............................................................................................................... 4 第2章 系统主电路总体设计方案 ........................................................................................... 5 2.1 AC-DC直流开关电源的基本构成.................................................................................. 5 2.1.1 输入电路 ................................................................................................................ 5 2.1.2 DC-DC变换器........................................................................................................ 6 2.1.3 输出电路 ................................................................................................................ 7 2.2 直流开关电源大容量的实现 .......................................................................................... 8 2.3 100A电源模块的主电路方案 ........................................................................................ 9 2.3.1 AC-DC整流滤波模块 ............................................................................................. 9 2.3.2 DC-DC变换模块 ...................................................................................................10 第3章 系统主电路设计 ........................................................................................................12 3.1 AC-DC环节的电路设计...............................................................................................12 3.1.1 输入滤波器 ...........................................................................................................12 3.1.2 输入电源瞬时过压保护 ..........................................................................................12 3.1.3 三相桥式不可控整流 .............................................................................................13 3.1.4 直流侧滤波电容的选择 ..........................................................................................14 3.1.5 软启动电路 ...........................................................................................................14 3.2 DC-DC环节的电路设计...............................................................................................15 3.2.1 全桥式变换器的设计 .............................................................................................15 3.2.2 阻尼二极管 ...........................................................................................................16 3.2.3 高频变压器的设计 .................................................................................................17 3.2.4 隔直电容 ...............................................................................................................19 3.2.5 整流滤波电路设计 .................................................................................................19 3.2.6 电压吸收回路 ........................................................................................................21 3.3 100A电源模块的并联 ..................................................................................................23 3.4 100A电源模块主电路的MATLAB仿真 .......................................................................23 第4章 100A电源模块的控制电路方案 .................................................................................24 4.1 辅助电源 .....................................................................................................................24 4.2 PWM驱动控制电路.....................................................................................................24 4.3 输出电压反馈电路 .......................................................................................................25 4.4 电流反馈电路 ..............................................................................................................25 4.5 保护电路 .....................................................................................................................25

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第5章 结论与展望 ...............................................................................................................26 5.1 结论 ............................................................................................................................26 5.2 展望 ............................................................................................................................26 参考文献 ................................................................................................................................27 致谢 .......................................................................................................................................28 附录 .......................................................................................................................................29 附录A 外文资料 ...............................................................................................................29 附录B 器件参数图............................................................................................................39 附录C MATLAB仿真图 ...................................................................................................43

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第1章 绪 论

1.1 课题研究的目的意义

随着电力电子技术的高速发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源。进入二十世纪80年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代。进入二十世纪 90年关电源相继进入各种电子、电器设备领域，程控交换机、通讯、电力检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源，更促进了开关电源技术的迅速发展[1]。

开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和开关器件（MOSFET、BJT等）构成[2]。开关电源的发展方向是高频、高可靠、低耗、低噪声、抗干扰和模块化,而高频化使开关电源小型化，并使开关电源进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了开关电源的发展前进，每年以超过两位数字的增长率向着轻、小、薄、低噪声、高可靠、抗干扰的方向发展。

开关电源大容量的实现使其在更广的范围内得以应用，以广泛应用于工业自动化控制、军工设备、科研设备、LED照明、工控设备、通讯设备、电力设备、仪器仪表、医疗设备、半导冷制热、空气净化器，电子冰箱，液晶显示器，LED灯具，通讯设备，视听产品，安防，电脑机箱，数码产品和仪器类等领域[3]。

1.2 国内外研究现状和发展趋势

由于开关电源具有功率转换效率高，文雅范围宽，功率密度大，重量轻等特点，已取代先行地那远，相控电源成为新一代电源的主题。在传统开关电源中，由于功率器件工作在开关状态，器件常常在高电压下开通，在大电流下关断，所以，也存在一些问题，如射频干扰和电磁干扰大，开关损耗大，输出纹波大，器件的安全工作区窄，电路对分布系数比较敏感等等缺点。随着技术的进步，特别是功率器件的更新换代，功率变换技术的不断改进，新型电磁材料的不断使用，控制方法的不断进步，以及相关科学的不断融合，开关电源的缺点正逐步得到克服，射频干扰和电磁干扰已经被抑

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制在一个很低的水平上，输出纹波降低到几毫伏以下已经不成问题。开关电源的技术主要得益于以下三个方面技术的进步：

(1)电力电子器件的迅速发展和换代促进了变流技术和变流装置的现代化 自上个世纪五十年代末第一只晶闸管问世以来，电力电子技术开始登上现代电气传动技术舞台，以此为基础开发的可控硅整流装置，是电气传动领域的一次，使电能的变换和控制从旋转变流机和静止变流器进入由电力电子器件构成的变流器时代，这标志着电力电子学的诞生。进入七十年代，晶闸管开始形成有低电压，小电流到高电压、大电流的系列产品，普通晶闸管不能自关断的半控制器件，被称为第一代电力电子器件[4]。随着电力电子技术理论研究和制造工艺水平的不断提高，电力电子器件在容量和类型等方面得到了很大发展，是电力电子技术的又一次飞跃，先后研制出GTR GTQ功率MOSFET等自关断全控型第二代电力电子器件。而以绝缘栅双极晶体管为代表的第三代电力电子器件，开始超大功率，高频率，影响快，响应快，低损耗方向发展。进入九十年代，电力电子器件正朝着复合化，标准模块化，智能化，功率集成的方向发展，在国际上电力电子技术是竞争最激烈的高新技术领域之一。

(2)变换器主电路拓扑结构的研究

一般，正激、反激、推挽、半桥、全桥这几种拓扑是最常用的，不同的拓扑适用于不同的场合。正激变换电路简单，元件数量少，保护用以实现。缺点是开关器件电压感应高，输出电压纹波比较大，变压器磁芯工作在第一象限，磁芯利用率低，而且需要附加磁复位电路，适用于小功率成和。反激变换器元件数量少，输出电压纹波小。缺点是磁芯利用率低，适用于小功率场合。推挽变换器磁芯工作在一、三想先，利用率高，但是开关器件电压应力是输入电压的两倍，因此适合低压输入场合。半桥变换器开关器件电压应低于输入电压，但电流是相同条件下推挽变换器的两倍因此只适用于中小功率场合。半桥变换器最大的优点在于其对电路不平衡有自动的抑制作用，因此使用非常广泛[4]。全桥变换器开关器件电压等于输入电压，输入电流是相同条件下半桥变换器的一半，适用于高压大功率场合。缺点是开关器件数量多，控制复杂。

(3)微型计算机控制技术与专用控制芯片的迅速发展和广泛应用为开关电源的成功应用提供了技术手段和保证。

随着微电子技术和超大规模集成电路技术迅速发展，使得微型计算机计算速度更快、体积更小、性价比更高，同时功率损耗大大降低，可靠性比以前更高，使得对电源系统的监控的实时性更高、更方便。另一方面，随着开关电源的广泛应用，全球一些知名厂家都竞相开发出各种电力电子电路控制用的集成电路，专门集成电路相对于分立器件控制电路来说，集成电路性能更优越，可靠性更高，成本更低。这为开关电源的成功应用提供了技术手段和保证。

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进入21世纪，开关电源技术将有更大的发展，主要集中在一以下几个方面[4][5][6]： (1)高性能碳化硅（SiC）功率半导体器件

可以预见，碳化硅将是21世纪最有可能成功应用的新型功率半导体器件材料，碳化硅的优点是：禁带宽、工作温度高（可达600℃）、通态电阻小、导热性能好、漏电流极小、PN结耐压高等等。

(2)高频磁技术

高频开关电源中用了多种磁元件，有许多基本问题需要研究，如磁芯损耗的数学建模，磁滞回线的仿真建模，高频变压器一维和二维仿真模型等。此外，高频磁元件的设计决定了高频开关电源的性能、损耗分布和波形，因此，人们希望给出设计准则、方法、磁参数和结构参数与电路性能的依赖关系，明确设计的自由度与约束条件等。同时，人们将研究损耗更小、散热性能更好、磁性能更优越的高频磁性材料。高频磁技术的研究还包括磁电混合集成技术，即将铁氧体或其它薄膜材料高密度集成在硅片上，或者将硅材料集成在铁氧体上。

(3)新型电容器

研究开发适用于功率电源系统用的新型电容器和超大电容。要求电容量大、等效串联电阻（ESR）小、体积小等。20世纪90年代末，美国已经开发出330uF新型固体钽电容，其ESR显著下降。

(4)高频开关电源的电磁兼容研究

高频开关电源的电磁兼容问题通常涉及到开关过程产生的di/dt，du/dt，它引起强大的传导型电磁干扰和谐波干扰。有些情况还会引起强电磁场辐射。不但严重污染周围电磁环境，对附近的电气设备造成电磁干扰，还可能危及附近操作人员的安全。同时，开关电源内部的控制电路也必须能承受主电路及工业应用现场电磁噪声的干扰。显然，在电磁兼容领域 有许多前沿课题有待人们研究，如典型电路与系统的传导干扰和辐射干扰建模；印制板电路和开关电源EMC优化设计软件；大功率开关电源EMC测量方法的研究等。

(5)开关电源的设计、测试技术

建模、仿真和CAD是一种新的、方便且节省的设计工具。为了仿真开关电源，首先要进行建模。仿真模型中应包括电力电子器件、变换器电路、数字和模拟控制电路，以及磁元件和磁场分布模型，电路分布参数模型等，还要考虑开关管的热模型、可靠性模型和EMC模型。 开关电源的CAD，包括主电路和控制电路设计、器件选择、参数优化、磁设计、热设计、EMI 设计和印制电路板设计、可靠性预估、计算机辅助综合和优化设计等。此外，开关电源的热测试EMI测试、可靠性测试等技术的开发、研究与应用也是应大力发展的。

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(6)低电压 大电流的开关电源的开发

数据处理系统的速度和效率日益提高，新一代处理器的逻辑电压低达1.1～1.8V，而电流达50～100A，其供电电源-低电压、大电流输出DC-DC变换器模块将会成为开关电源新的研究方向之一。

1.3 论文研究内容

本文的主要工作是设计大容量可调AC-DC直流开关电源系统的主电路。首先根据其基本原理，市电经过输入滤波以后，首先经过整流滤波电路变成含有一定脉动成分的直流电压，然后进人高频变换部分。高频变换部分的核心是DC-DC变换器，它主要由高频功率开关和高频变压器组成。高频功率开关将直流高压斩波，并由高频变换器转换成所需的电压范围内的方波，最后将这个方波电压整流滤波，得到所需的电压。根据以上简单叙述的要求设计出直流开关电源系统原理图。之后可以大致将主电路分为两部分进行研究，首先设计AC-DC变换电路，主要确定整流桥的结构及确定各元器件参数和型号，再对DC-DC环节予以设计，确定逆变电路及确定各元器件参数和型号。在DC-DC环节中关键部分还有高频变压器的设计，这是一个很重要的环节，需要我们清楚变压器制作过程，如选择磁芯和铁氧体材料、变压器原副边的匝数的确定、绕组的设计与绕制等等。对电路的保护选择，应尽量全面考虑，综合整体选择保护电路，如输入输出保护，器件的保护电路等等，确定器件参数，如果可以多次比较，通过比较选取最佳参数值，从而达到最佳效果。局部的选择是为了整体系统做铺垫，有效地将其各个部分结合起来，最后将开关电源系统主电路设计出来，这也需要不断地进行局部模块及整体的调试才能达到最佳效果。

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第2章 系统主电路总体设计方案

2.1 AC-DC直流开关电源的基本构成

AC-DC直流开关电源的基本构成如图2-1所示。

图2-1 AC-DC直流开关电源的基本构成框图

交流市电经过输入滤波以后，首先经过整流、滤波电路变成含有一定脉动电压成分的直流电压，然后进入高频变换部分。高频变换部分的核心是DC-DC变换器，它主要由高频功率开关和高频隔离变压器组成。高频功率开关元件可以采用场效应管（MOSFET），高频变换部分产生高频（20kHz以上）高压方波，所得到的高压方波送给高频隔离降压变压器的初级，在变压器的次级感应出的电压被整流、滤波后就产生了低压直流。为了调节输出电压，使得在输入交流和输出负载发生变化时，输出电压能保持稳定，可以采用脉宽调制器(PWM)的电路进行调节[7]，通过对输出电压采样，并把采样的结果反馈给控制电路，控制电路把它与基准电压进行比较，根据比较结果来控制高频功率开关元件的开关时间比例（占空比），达到调整输出电压的目的。

2.1.1 输入电路

输入电路包括滤波电路和整流电路，作用是将输入的电网交流电源转化为符合要求的开关电源直流输入电源。

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2.1.1.1 输入整流器

在选择组合元件或分立元件的整流器时，必须要查对下面一些重要参数：

(1)正向平均电流IFAV。IFAV指电力二极管长期运行时，在指定的管壳温度和散热条件下，其允许流过的最大工频正弦半波电流的平均值。在此电流下，因管子的正向压降引起的损耗造成的结温升高不会超过所允许的最高工作结温。这也是标称其额定电流的参数。这是选择电力二极管需要考虑的主要参数。这个参数的选择主要是根据开关电源设计的输出功率决定的。整流二极管所选择的稳态电流容量至少应该是计算值的两倍。

(2)反向重复峰值电压URRM。URRM指对电力二极管所能重复施加的反向最高峰值电压。通常是其雪崩击穿电压UB的2。选用时，往往按照电路中电力二极管可能

3承受的反向最高峰值电压的两倍来选定此参数。

(3)浪涌电流IFSM。电力二极管所能承受的最大的连续一个或几个工频周期的过电流。电力二极管要具有承受浪涌高的浪涌电流的能力。 2.1.1.2 输入滤波电容

在输入电路中正确的选择整流滤波电容是十分重要的，因为它将影响下列的一些性能指标：电源输出端的低频交流纹波电压和输出电压保持时间。一般情况下，高质量的电解电容器所具有的滤波交流纹波电压的能力越强，所具有的ESR（等效串联电阻）值越低。其工作的额定电压值至少应该达到200V。

2.1.2 DC-DC变换器

DC-DC变换器通常是指带隔离的直流-直流变流电路的结构，如图2-2所示，同直流斩波电路比较，直流变流电路增加了交流环节，因此也称为直-交-直电路[8]。

图2-2带隔离的直流-直流变流电路的结构

采用这种结构较为复杂的电路来完成直流-直流的变换有以下原因： (1)输出端与输入端需要隔离。

(2)某些应用中需要相互隔离的多路输出。

(3)输出电压与输入电压的比例远小于1或远大于1。

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(4)交流环节采用较高的工作频率，可以减小变压器和滤波电感、滤波电容的体积和容量。通常，工作频率应高于20kHz这一人耳的听觉极限，以免变压器和电感产生刺耳的噪声。

由于工作频率高，逆变电路通常使用全控型器件，包括晶体管、晶闸管、MOSFET（场效应晶体管）、IGBT（绝缘栅双极功率晶体管）等。开关变换电路中的功率开关器件在PWM信号的控制下开通关断，将直流电压变换成为高频脉冲电压。在中小功率的开关电源中，开关器件主要采用MOSFET。带隔离的直流-直流变流电路主要有正激电路、反激电路、推挽电路、半桥电路、全桥电路等拓扑结构。

高频变压器将高频脉冲电压变为另一等级的电压，这样，系统的电压调节就不完全依靠调节开关元件的PWM驱动信号，从而可以更方便的得到各种电压等级的电压。而且，通过变压器将输出与输入进行了隔离，通过增加副方绕组可以很方便的实现多路输出。

高频变压器中的磁芯所采用的软磁性材料，具有较高的磁导率、较低的矫顽力和较高的电阻率。磁导率高看，在一定线圈匝数时，通过不大的激磁电流就可以产生较高的磁感应强度，因此线圈可以承受较高的外加电压，在输出一定功率要求下，可以减小磁芯体积；矫顽力低，则磁滞回环面积小，铁耗也小；电阻率高，则涡流小，铁耗小。

2.1.3 输出电路

输出电路包括整流电路及滤波电路，功能是将DC-DC变换器输出的高频脉冲电压转换成为稳定的直流输出电压。为了获得高质量的直流输出电压，需要一些特殊的元器件，如肖特基整流二极管、快速回复整流二极管，低ESR值得电解电容以及用于存储能量的电感，以便产生低噪音的输出电压，从而满足电路设计的要求。

输出整流技术现在有半波、全波、全桥、倍流等多种整流形式，电路如图2-3所示。整流器件一般采用快速恢复二极管或者肖特基二极管。快速回复二极管具有适中的正向压降，范围在0.8V～1.2V。此外，还具有较高的截止电压参数，因此特别适合用于输出小功率，电压在12V左右的辅助电源电路中使用。由于现代的开关电源工作频率都在20kHz以上，比一般的整流二极管，快速回复二极管反向恢复时间减小到了ns级。因此，电源的效率得到了很大的提高。肖特基二极管正向压降也很低，反向恢复时间可以忽略，但是承受反向截止电压的能力低，反向漏电流比较大，使其比其它的整流器件更容易受热击穿。

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图2-3整流电路

滤波器一般采用LC滤波器网络，电路如图2-4所示。滤波器中的电容要求等效串连电阻ESR小、峰值电流大、发热少、温升低，便于多个并联。

图2-4 LC滤波器

2.2 直流开关电源大容量的实现

根据本文所研究的大容量可调AC-DC直流开关电源的技术要求，其输出电流高达600A。考虑到目前电力电子器件的使用水平，单台电源的最大输出电流不太容易达到600A。因此 为了实现直流开关电源的大功率输出，满足负载功率的要求，电源主电路结构采用多路直流电源模块并联构成。如图2-5所示。

图2-5多电源模块并联原理框图

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这种模块化设计的优点是：提高系统的灵活性，使得各个模块的开关器件的电流应力减小，提高了系统的可靠性。另外还可方便地实现冗余，电源工作过程中某一模块发生故障退出运行不会导致整个电源装置的停机。

为了保证各个电源模块间电流应力和热应力的均匀分配，采用了开关电源并联均流技术。由于并联运行的各个电源模块特性并不一致，有的模块可能承担更多的电流，甚至过载 从而使其它模块处于轻载，甚至基本上是空载。其结果必然是分担电流多的模块，热应力大，降低了可靠性，甚至因过载而损坏。因此，在每个模块中必须设计负载均流电路，保证各模块均流输出。

考虑到目前市场上开关电子器件的耐压水平和承受电流的能力，本文所研究的大容量可调AC-DC直流开关电源主电路结构采用6个额定输出电流为100A的电源模块并联而成。

2.3 100A电源模块的主电路方案

如图2-5所示，单个100A电源模块的主电路主要由三相AC-DC整流、DC-DC变换器两模块组成。

2.3.1 AC-DC整流滤波模块

由于输入交流电源为三相三线制，因此整流电路可采用三相桥式整流。三相桥式整流按整流器件的类别又可分为可控整流和不可控整流。由于本文所研究的电源系统的输出电压可以通过DC-DC环节调节，所以，为了降低系统的复杂性和降低成本，采用三相不可控整流电路。如图2-6所示。

图2-6三相不可控整流电路

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三相市电经过三相桥式不可控整流将交流电转化为直流脉动电压，然后经过电容稳压滤波环节减小直流输出电压的纹波和脉动，在这种情况下输出电压的平均值范围为：

U036Ui～6Ui (2-1)

其中Ui为交流电源相电压有效值。

电容滤波的不可控整流电路其输出电压平均值不是一个定值，它是随负载电流和滤波电容C的变化而变化的。若负载电流增大、或当电容容量C减小，则输出电压降低、电压波动加大。从理论上分析，在极限情况下，当滤波电容C无穷大时，有最大的输出电压平均值6Ui；在另一种极限情况下，电容C为零，则整流电路有最小的输出电压平均值

36Ui。

2.3.2 DC-DC变换模块

本文所研究的直流开关电源输入为380V三相交流市电，AC-DC环节采用三相桥式不可控整流电路。因此，其DC-DC环节为BUCK电路。由于DC-DC环节输入、输出电压之比比较大，而且为了实现输入输出电气上的隔离，本文在DC-DC变换器中采用了高频变压器。

带隔离变压器的BUCK电路有正激变换电路、反激变换电路、推挽变换电路、半桥变换电路以及全桥变换电路。正激变换器和反激变换器，适用与小功率场合。推挽变换器磁芯工作在一三象限，利用率高，但是元件电压应力是输入电压的两倍，因此只适合低压输入场合。半桥变换器元件电压应力等于输入电压，但是电流是相同条件下推挽变换器的两倍，因此只适用于中小功率场合。全桥变换器电压应力等于输入电压，输入电流是相同条件下半桥变换器的一半，适用于高压大功率场合。综上所述由于本文所设计的直流电源系统中100A 电源模块的最大输出功率约为3.5kW，因此采用如图2-7所示的DC-DC变换器选用全桥变换器比较合理。

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图2-7 DC-DC全桥变换器主电路

全桥变换器如图2-7所示，高频变压器一次绕组在开关T1、T4同时导通时，A端接至电源的正端，B端接至电源的负端，变压器工作在正半周期。T2、T3同时导通时B端接至电源的正端，A端接至电源的负端，变压器工作在负半周期。在一个工作周期内，变压器正负交替激磁一次。

高频变压器的二次侧交流电流通过零式双半波整流回路整流后，再通过LC滤波回路滤波，得到平滑的直流输出。在稳态运行条件下，输出电压和输入电压的关系为：

U0UintonTstUin (2-2)

其中n为高频变压器原、副方绕组匝比，TS为PWM波的周期。ton为开关管开通时间，t为占空比。因此，调节占空比t 就可以调节输出电压。

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第3章 系统主电路设计

由于600A直流电源是由六个100A电源模块并联组成，那么本章将先详细阐述100A模块电源的主电路设计，如图3-1所示。

图3-1 100A电源模块主电路原理图

3.1 AC-DC环节的电路设计

AC-DC环节是将经输入滤波的三相交流市电通过三相桥式不可控整流后滤波，给后续DC-DC环节的全桥变换器提供稳定的直流电压。

3.1.1 输入滤波器

市电由于受各种干扰信号的影响，其正弦波电压中含有多种干扰信号。输入滤波器的功能就是滤除这些干扰信号，使正弦波形光滑、稳定。如图3-1所示，在A、B、C三相之间接入了电容C101～103，组成输入滤波器，用于滤掉三相电源中的高次谐波，相当于一个高通滤波器，因此其电容值可以取得比较小，考虑到耐压水平，本文中的三个输入滤波电容可选用参数为10nF/1600V的金属化电容。

3.1.2 输入电源瞬时过压保护

电源投、切时容易产生瞬时过电压，虽然电压尖峰持续时间很短，但是它确有足够的能量使开关电源的输入滤波器、开关晶体管等造成致命的损坏，为了保护电路不

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受过高电压的冲击使电路元器件发生故障，很有必要输入电源的电压[8]。因此，本文中的三相电源输入端设计了瞬时过压保护电路。

在这种环境中最通用的抑制干扰器件是金属氧化物压敏电阻（MOV）瞬态电压抑制器。如图3-1所示，在A、B、C三相之间分别并联了三个压敏电阻YM1～YM3。压敏电阻起到一个可变阻抗的作用，也就是说当高压尖峰瞬时出现在压敏电阻两端时，它的阻抗急剧减小到一个低值，消除了尖峰电压，使输入电压达到安全值，瞬间的能量消耗在压敏电阻上。在选用压敏电阻是应注意以下要求，首先压敏电阻的额定制一般比最大的电路电压稳定值大10%～20%，其次计算或估计出电路所要承受的最大瞬间能量的焦耳数，最后明确器件所需要承受的最大尖峰电流。因此，根据厂家提供的参数，可选型号为JVR-14N911K ,其交流转折电压为550V,可承受4.5KA浪涌电流。

3.1.3 三相桥式不可控整流

三相桥式不可控整流中需要用6个整流二极管，为了保证电路的可靠性，三相桥式不可控整流电路可以采用整流模块。

(1)确定整流二极管的反向电压

二极管在三相桥式不可控整流中承受的最大方向电压为：

2Vin2380537V (3-1)

三相桥式整流模块额定电压值的确定原则：

VRRMVinKaKb0 (3-2)

式中，Vin──交流线电压有效值(V)；

Ka──电源电压波动系数，取Ka1.15； Kb──交流峰值有效值转换系数，Kb 0──安全系数，取02.2；

VRRM──二极管反向重复峰值电压(V)。

2；

将Vin380V代入式(3-2)中，则有：

VRRM38021.152.21360V (3-3)

(2)确定二极管的额定电流

对于100A电源模块，考虑2.5倍过载能力，输出功率为：351002.58.75kW 取效率0.8，则全桥变换器的容量为P8.750.810.94kVA 额定电流值的确定原则：

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IFAVPKi3Vin (3-4)

式中，IFAV──二极管额定电流(A)；

──电流安全系数，取2； P──全桥变换器容量(VA)； Ki──电流变换系数,取Ki2.45； Vin──交流线电压有效值(V)；

将P10.94KVA代入（3-4），则有：

IFAV210.9410002.45338013.6A (3-5)

通过上述计算，三相整流桥采用德国POWERSEM公司的PSD31/16型三相整流模块，其输出直流电流额定值为60A，反向峰值电压为1600V。具体参数介绍见附录B。

3.1.4 直流侧滤波电容的选择

直流侧滤波电容具有滤波、保持输出电压及抑制噪声的多重功能及作用。综合考虑，本设计中选用两个470 uF/ 400V的电解电容器串联,总耐压水平可达800V,电容量为235uF,为图3-1中的C105、C106。为了保持两个电容电压相等，并在电源关断时，构成电容器的放电回路，每个电容并联一个阻值相等的电阻，本文中均压电阻选为510K/1W。此外，为了滤去直流电压侧的高频分量，在电路上还并联3个0.1uF的滤波电容。

3.1.5 软启动电路

为了防止主电路通电瞬间由于电容充电而引起过大的电流冲击,有必要设计软启动电路。如图3-1所示，主电源上电时，整流桥直流侧通过限流电阻R101向滤波电容C105、C106电容器充电，当这两个电容充电满以后，软启动继电器JD101常开接点闭合，将限流电阻R101短路，此时，全桥变换器才开始工作。其控制电路如图3-2所示。

当电源上电时，+5V电源通过电阻R807向电容C803充电，运放反相输入端的

电压约为4.4V，则此时运放TL082输出低电平。电容电压不断升高，经一定时间后，电容电压高于4.4V，TL082输出高电平，继电器常开接点闭合，限流电阻R101短路，电路可以正常工作了。

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图3-2 软启动控制电路

3.2 DC-DC环节的电路设计

DC-DC环节的就是将三相不可控整流后的直流电压经全桥变换和高频变压器，变换成低压交流方波，再经整流滤波，变换成直流电压输出。

3.2.1全桥式变换器的设计

全桥变换器的开关管一般可用MOSFET或IGBT，MOSFET是一种单极性的电

压控制器件，其工作频率可达100kHz以上，工作频率高就意味着元件的体积较小，用体积较小的元器件设计出的开关电源本身的体积也就小，结构更紧凑。此外，还具有驱动功率小、工作速度高、无二次击穿、安全工作区宽等显著优点。目前存在的主要问题即低导通电阻与高耐压的矛盾正在逐步解决。因此，在中小功率的高性能开关电源、斩波器、逆变器中，MOSFET已经得到越来越广泛的应用，成为当前开关电源设计的一种趋势。本文中的功率模块最多不超过5kW，因此开关管关选用MOSFET。MOSFET的参数计算如下：

(1)漏源额定电压VDSS的计算

①三相桥式整流模块最大输出直流电压的计算

考虑电网的波动，三相桥式整流模块输出的最大峰值电压可由下式决定：

Edm2VinKa (3-6)

式中，Ka──电网电压波动系数，取Ka1.15；

Vin──交流线电压有效值(V)；

Edm23801.15618V (3-7)

将Vin380代入（3-6）式计算得：

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②MOSFET关断时峰值电压的计算 MOSFET关断时峰值电压由下式决定：

VDS(EdmVe)3 (3-8)

式中，Ve──布线电感引起的Ldidt尖峰电压，取Ve150V；

3──安全系数，取1.2；

将Edm618V代入（3-8）式，得：

VDS(618150)1.2922V (3-9)

因此，取VDSS1000V。 (2)漏极额定电流ID的计算

考虑到交流输入电源的波动以及整流滤波的效果，直流侧电压最小值可由下式决定：

Edmin32Uin (3-10)

当输入电源降至额定电压的85%时，直流侧最小电压为：

Edmin323800.85436V

 (3-11)

考虑35V电压输出时2.5倍过载电流的情况下，电源效率为0.8，此时直流侧的最大平均电流为：

Idm351002.50.843625A

(3-12)

则单个MOSFET的最大平均电流大约为直流侧最大平均电流的一半，即12.5A考虑到冲击电流，取安全系数2，则为25A。

综合上述计算，选取MOSFET为IXYS公司的IXFN36N100,其参数见附录B。 (3)全桥变换器开关频率的选择

本课题中全桥变换器的PWM控制信号由SG1525提供，采用双路PWM输出，开关频率约120kHz左右。

3.2.2阻尼二极管

由图3-1所示，在全桥式变换电路中跨接在晶体管T101~T104的集电极与发射极之间的二极管，被称为阻尼二极管，他们具有双重作用。

(1)当晶体管截止时，阻尼二极管控制高频变压器的漏电感能量返回到直流电平。

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(2)当变压器中的磁通量突然增加，使晶体管的集电极电压瞬时变负时，阻尼二极管可以通过旁路晶体管，直到集电极在变为正电压时为止。这样阻尼二极管就起到了预防晶体管的反向导通可能引起的器件损坏的作用。

所用个阻尼二极管必须是快速恢复型二极管，其截止电压至少是晶体管的集、射极间截止电压的两倍。在实际电路中，阻尼二极管的反向截止电压不低于450V。

3.2.3高频变压器的设计

高频变压器是设计制作整个开关电源系统中最重要的部分之一，开关电源中所用的高频功率变压器的功能与普通工频变压器基本相似,都是用来完成电压变换、功率传送和实现原、副边之间的相互隔离。在全桥变换电路中，两个半周期都用同一个原边绕组，所以磁芯和绕组使用率都很高。

高频变压器具体设计步骤如下： (1)选择磁芯型号

本文中全桥变换器的工作频率大约120kHz左右，这就要求磁芯材料的高频损耗尽可能小、饱和磁感应强度高，而饱和磁感应强度的温度系数要尽可能低，也就是居里点的温度要高。在设计高频变压器时，虽然有多种材料可供选择，但在现代变换器设计应用中，几乎都是铁氧体材料。南京新康达公司的LP3铁氧体材料是目前应用广泛的中高频段优秀材料，其工作频率范围为100kHz-500kHz铁氧体材料可用化学分子式：MeFe2O4表示,式中Me代表锰、镍、锌、铜等二价金属离子。铁氧体是由这些金属氧化物的混合物烧结而成。铁氧体的主要特点是电阻率远大于金属磁性材料,这就抑制了涡流的产生，使铁氧体应用于高频领域。因此，通过比较，本文中采用 LP3型磁芯材料，其工作频率可高达500kHz。在工作频率为120kHz温度为100℃时的饱和磁通密度约为390mT(0.39T)。

目前铁氧体磁芯结构有EE型、EI型、E型、U型、环形及罐型等。每种形状都有多种几何尺寸来满足不同功率高频变压器的需要。选择磁芯形状的原则一般有：漏磁小、绕制安装方便、散热条件好。EE磁芯漏磁小，容易夹紧固定、窗口面积较大。适用于变压器次级粗线或宽铜带的绕制，可用来绕制1kW或更大的变压器；环形磁芯漏磁小，但体积较小，绕制不方便，一般用来绕制500W以下的变压器；罐型磁芯具有漏磁小的优点，但其内部可利用空间小，适用于小功率变压器。变压器的散热条件也是关系到变压器是否安全可靠工作的重要原因。在有强迫风冷的高频开关电源中，如果采用EE磁芯，只要将变压器安装在有利于空气对流的散热风道里，由于其大部分磁体和副边线圈都裸露于空气中，所以散热条件比较好，可以安全工作。

本电源的输出功率最大为3.5kW设计效率为80%，所以输入功率为

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3.5/0.8=4.375kW。综上所述，根据厂家提供的功率—频率铁芯选择表，选择EE70磁芯，两支并排使用，其有效面积约为922mm2。其各参数列表见附录B。

(2)变压器原副边线圈匝数的计算

对于全桥变换器，如果选取B较大，原边的匝数会减少，铜耗小，但磁滞损耗会增加。在高频工作下的铁芯，其B值不宜选的太大，工作频率为120kHz时根据厂家提供的参数，按饱和磁通的17%左右选取。

变压器的原边匝数：NPUdTonBAe (3-13)

式中，Ud──原边线圈所加的最小直流电压,取 Ud461V；

Ton──原边线圈所加直流最小时对应的最大导通时间，此时间约为7.5us； 计算出变压器原边的匝数

Np4617.520.3917%92228(匝)；

输出的最高电压为35V，整流管和绕组压降为1V，变压器原边每匝的电压数为：

4612816.46V/匝；

计算出副边匝数为：Ns35116.463(匝)。

(3)绕组的设计与绕制

当绕组中通过高频电流时，由于高频磁场与电荷的相互作用会产生集肤效应。由于集肤效应的存在，电子在导线中的流动并不沿导线截面均匀分布，而是趋向于导线的外表面运动。这样就减小了导线的有效面积。通过高频电流的实际电阻比直流时的电阻大，电流的频率越高，实际的电阻越大。所以在选择高频变压器原、副方绕组线径时必须考虑集肤效应的影响。解决这个问题的有效方法是采用小直径的多股导线并绕，尤其是大电流时采用和变压器窗口高度相近的薄铜带绕制。当高频变压器的工作频率为100kHz时，铜带厚度一般为0.5mm，此时有效截面积和直流时的截面积基本相等。

本文中变压器的原边和副边绕组都采用铜带绕制，原方线圈采用双层0.2mm厚2cm宽的铜带叠加而成，副方采用4cm宽0.2mm铜片绕制而成，铜带都用较好的绝缘材料聚四氟乙烯缠绕。为了减小漏磁，先绕制原方线圈14匝，然后绕制副方线圈3匝，引出中间抽头，再绕制副方线圈3匝，接下来再接着缠绕原方剩下的14匝。将副边绕组置于原边两层绕组之间，以取得最佳的原、副边的耦合。

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3.2.4 隔直电容

串联耦合电容一般都用无极性电容，变压器初级的电流都要流经它，为了减小热效应，应该尽量使用ESR值低的电容。如果单个电容的ESR值达不到要求，可以考虑使用两个电容的并联，取其电容量与单个电容器相同，总的ESR值减半。

如图3-1所示,隔直电容C109的作用是为了防止变压器的偏磁，导致铁芯饱和并产生过大的开关元件电流，从而降低了变换器的效率，甚至导致开关元件损坏。而如果在变压器原方绕组串联耦合电容后，则变压器原边不平衡的伏秒值成正比的直流偏压将被此电容滤掉，即移动了直流电平，这样，在变压器的原方就会自动平衡电压的伏秒值。

题中隔直电容可按下式计算：

C16TsP0Ui2 (3-14)

式中，Ts──全桥变换器的工作周期，取8.3μs；

P0──输出功率，取3.5kW；

Ui──全桥变换器的输入直流电压，取最小直流电压436V； η──全桥变换器的效率，考虑效率比较低时，取0.75。

代入，计算得C=3.3 μF，考虑到隔直电容的充电电压不能过高，以免影响电压全桥变换器的调整率，本文中选取隔直电容值为10 μF，且采用无极性的薄膜电容器，其ESR较低，可以减小热效应。

3.2.5 整流滤波电路设计

副方整流电路如图3-1所示，变压器的副边采用的是双半波整流电路。开关整流二极管将高频变压器输出的正负对称的方波整流成单向脉动直流，然后采用LC输出滤波器，将脉动直流平衡成低纹波的直流电压。

在一组开关管导通期间，电源通过滤波电感向负载供电，一部分能量存储在滤波电感中；在开关管截止时，存储在电感中的能量继续向负载供电，此时负载电流来自于滤波电容。

(1)输出整流二极管的选择

整流二极管必须具有正向压降低、快速恢复的特点。变压器的副边是双半波整流，加在整流管上的方向压降VDR2Vin(max)/n2618/(2.5倍的安全余量，可选用400V的整流管。

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283)132V。为安全起见，考虑

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另外，在双半波整流电路中，一个开关周期内，整流管的开关情况是：当变压器副边有电压时，只有一个整流管导通；当变压器副边电压为零时，两个整流管同时导通，可以近似认为它们流过的电流相等，即均为负载电流的一半。这样，可按下式来计算整流管的电流：

I0D(IDR212I0)(1D)222 (3-15)

变压器副边的最大占空比为0.9，在35V档时，负载电流的过载电流值为125A，根据上式可以算出IDR86A。由此可选IXYS公司的快恢复二极管DSEP 2×101-06A，主要参数为VRRM600V，IFAVM296A，trr35ns，具体参数见附录B。

(2)输出滤波电感和电容的选择

在隔离式高频开关电源中，滤波电感的存在主要有两方面的作用。第一个作用是用于存储能量，以便在开关功率管截止或“死区”时间内，能够给负载提供连续不断的电流；第二个作用是使输出的直流电压更平滑，使输出电压波纹能够达到允许的标准。

全桥式变换器的输出电感按以下公式计算：

L(EinEou)ttIL (3-16)

式中，Ein──取原边线圈所加的最小直流电压461V；

Eout──取原边线圈所加直流最小时对应的最大输出电压35V；

E1out13Ein11253.72us32f212010 t──公式为ttoff；

IL──取IL不要大于0.25Iout，Iout为输出额定电流100A。 所以，L461353.72100.25100663uH

输出滤波电容的选择与电源变换器的类型、最大输出工作电流和开关频率等因素有关，目前所使用的电容大多数是低ESR值的电解电容。通常选择滤波电容需要确定以下三个参数：电容器的容量（影响到负反馈控制回路的带宽）、 其等效电阻ESR（直接影响电源输出电压纹波及电容器本身的寿命）和纹波电流等级。

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最小的输出电容可通过以下公式求得：

CoutIout8fVout (3-17)

式中，Iout──Iout0.25IL，IL为设计输出电流100A；

Vout──允许的输出电压纹波的峰-峰值，取100mV；

f──工作频率(Hz)。

0.251008120100.13所以，Cout260.4(uF)

我们应该明确，LC滤波器从两个方面影响开关电源的特性：第一，LC滤波器对整个系统的稳定性有重要的影响。第二，如果组成LC滤波网络的L值小，C值大，将引起输出滤波器有一低的浪涌阻抗，因此，开关电源对于负载变化的瞬态反应十分灵敏。

考虑到最高输出电压35V，额定电流100A，本文选用的滤波电容为4个100u F /100V的电解电容串联（通过电解电容的并联使用，可以达到具有较大的电容容量和较低的ESR值）以消除电压纹波。滤波电感为63μH。

3.2.6电压吸收回路

变压器副方的整流二极管在关断时要承受很高的反向电压，整流二极管上的过高反向电压不利于二极管正常可靠的工作，因此，为了提高系统的可靠性，保护整流二极管不被反向电压击穿以及减小输出电压纹波，设计了整流二极管吸收电路，吸收回路通常有如下图三种所示。

(a)过压吸收回路方式一 (b) 过压吸收回路方式二

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(c) 过压吸收回路方式三 图3-3 三种常用的过压吸收回路(a) (b) (c)

对于大电流输出的电路，把吸收回路跨接在每个整流器的两端，如图3-3 (a) 所示；

对于那些小电流输出的电路，把一个RC吸收回路加在变压器次级的两端即可，如图3-3 (b) 所示；

第三种吸收回路如图3-3 (c) 所示，它用齐纳二极管将过高的振荡脉冲电压降至允许的范围。

图3-4整流二极管电压吸收电路

对于本设计的电路，把吸收回路跨接在每个整流器的两端，如图3-3 (a) 所示。在整流二极管两侧并联了一个阻容回路，用以整流二极管的反向尖峰电压，如图3-4所示。

RC吸收回路的电阻RS值可以由下边的公式求出。

RSLTCJ1n (3-18)

公式中，LT──变压器的漏电感(H)；

CJ──肖特基势垒管的结电容(F)；

N──变压器初级对次级的匝数比，NPNS。

吸收回路中电容器CS的值可以在0.01uF到0.1uF之间任意选择，如果吸收回路

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中的电容CS选择合适，可以使吸收回路更有效，并且损耗小。

滤波电感前端具有很高的尖峰电压，为了减少输出电压纹波和电流纹波，本文设计了如图3-5所示的吸收回路。二极管，电容，电阻构成电感前端尖峰电压吸收回路。当副方整流二极管开通时，滤波电感前的尖峰电压通过二极管被电容吸收，电容和电阻构成放电回路。

图3-5滤波电感电压吸收电路

3.3 100A电源模块的并联

前面本文阐述的是100A直流电源模块的主回路，而本文所要设计的是600A电源，而600A电源是由6个100A电源模块并联而成的，并联包括主电路的并联和负载均流电路的连接。主电路的并联也就是将各个模块的输出端通过铜接线柱并联起来，然后接至电源装置的输出端子。

3.4 100A电源模块主电路的MATLAB仿真

根据设计的主电路，如图3-1所示，对主电路运行了MATLAB仿真，详细图见附录C。

根据主电路设计思路，MATLAB仿真电路也是按模块进行设计的，包括输入保护电路、整流模块、逆变模块、变压器的设计、输出电路的设计等等。

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第4章 100A电源模块的控制电路方案

100A电源模块的控制电路主要包括：辅助电源、PWM控制电路、输出电压反馈电路、电流反馈电路、保护电路、自动均流电路等，下面将简单进行讨论。

4.1辅助电源

辅助电源是控制系统的心脏，整个电源系统控制电路的电源都来自于辅助电源，如单片机系统的+5V电源，PWM控制电路的12V电源，检测电流的霍尔传感器所用到的12V电源等等。因此， 根据控制电路的需要，控制电路中设计了+5V和12V控制用电源。

4.2 PWM驱动控制电路

PWM控制电路是整个电源系统控制电路的核心部分。主电路中的DC-DC全桥变换器中开关管的开关频率、占空比直接影响电源的输出电压大小及品质。目前，国际上很多大公司开发出许多专用的PWM控制芯片，其中美国硅通公司设计了驱动MOSFET的第二代IC芯片，其中型号为SG1525的控制芯片适用于N沟道MOSFET。本文中的PWM控制芯片采用SG1525其PWM控制信号通过驱动电路去控制开关管的导通与截止。基本原理如图4-1所示。

图4-1 PWM控制电路原理图

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SG1525根据反馈电压和给定电压，输出PWM波形，经隔离变压器驱动全桥变换器的开关管。另外，均流控制电路也可以调节SG1525的PWM脉冲输出。当电源系统出现故障时，保护电路可以关断SG1525的脉冲输出。

4.3输出电压反馈电路

由于电源输出功率大，电源输出端到负载端有一定的电压降。当电源负载较轻时，电源输出端的电压和负载两端的电压基本相同，因此反馈电压可以直接取自电源输出端。当负载很大时，电源输出电流很大，由于线路压降较大，使得负载端电压较电源输出端电压低。因此，为了保证负载端电压稳定，反馈电压必须取自负载端。由此设计了反馈电压自动切换回路。如图4-2所示，反馈电压经过霍尔传感器变换成0～5V信号。

图4-2电压反馈电路原理框图

4.4电流反馈电路

为了实现逆变器过流保护和检测电源输出电流，电流反馈包括高频变压器原方电流检测和电源输出电流检测。高频变压器原方电流为交流信号，因此可以采用电流互感器检测，而输出直流电流可以采用霍尔传感器检测。

4.5保护电路

保护电路包括输入欠压保护、输入过压保护、输入缺相保护、输出过压保护、逆 变器过流保护等。当某一保护动作时，将关断PWM输出，使电源系统停止工作。

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第5章 结论与展望

5.1结论

随着现代科学技术的不断发展，电力电子技术飞速的发展，一些直流用电设备对直流电源系统的要求越来越高，不但要求设备的输出电流大，而且对电压纹波、稳压精度、过载能力、效率等指标也有了很高的要求。因此，本文对大容量可调AC-DC直流电源系统的研究是很有必要的。

本文提出了大容量可调AC-DC直流开关电源系统主电路的详细设计方案，在此基础上完成了主电路的设计，在此过程中，得出以下几点结论：

(1)在高频变压器的设计中，磁芯的选择、绕组的绕制等多个环节可能需要反复设计。

(2)为了提高系统的可靠性，可将主电路部分环节进行模块化，通过确定器件的参数选取合适的模块，既使设计简单，又可增加可靠性。

(3)直流滤波环节参数的选取也很重要，需要反复试验才能达到较好的滤波效果。

5.2展望

时间比较仓促，没有做出硬件电路，希望有机会能和做控制电路的同学多多探讨，做出硬件电路，调试试验装置，更好的选择各个元器件的参数。我相信能做出更好的大容量可调AC-DC直流开关电源系统。

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参考文献

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致 谢

维持了几个月忙碌的毕业设计结束了，根据任务书基本达到了要求，但知道本设计还有很多缺陷很多不足，如果多一份努力，我们能够做的更好。

做毕业设计前我阅读了大量有关开关电源课题的资料，本以为做足了充分准备，但是做起来才知道那些准备远远不足，也深刻体会了这句话，纸上学来终觉浅，要知此事须躬行。感谢刘建华老师指点，在我困惑失去信心时，给与我指点，带我走出困境，感谢刘老师一步步的正确引领我，从最初的定题，到资料收集、疑难解答，论文的初稿，到论文的定稿，都给与我很多不错的建议才能完成此设计。刘老师严谨的教学态度、大量电力电子知识的积累、敏锐的学术思维、精益求精的工作态度，使我受益匪浅，同时也培养了我遇事学会思考、认真解决问题的能力。

最后对本文借鉴引用著作的作者，以及毕业论文设计期间关心支持我的老师和同学，表示衷心的感谢。

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附 录

附录A 外文资料

DC-to-DC converter

DC-to-DC converter is an electronic circuit which converts a source of direct current (DC) from one voltage level to another. It is a class of power converter. Usage

DC to DC converters are important in portable electronic devices such as cellular phones and laptop computers, which are supplied with power from batteries primarily. Such electronic devices often contain several sub-circuits, each with its own voltage level requirement different from that supplied by the battery or an external supply (sometimes higher or lower than the supply voltage). Additionally, the battery voltage declines as its stored power is drained. Switched DC to DC converters offer a method to increase voltage from a partially lowered battery voltage thereby saving space instead of using multiple batteries to accomplish the same thing.

Most DC to DC converters also regulate the output. Some exceptions include high-efficiency LED power sources, which are a kind of DC to DC converter that regulates the current through the LEDs, and simple charge pumps which double or triple the input voltage.

Conversion methods

Electronic Linear

Main article: linear regulator

Linear regulators can only output at lower voltages from the input. They are very inefficient when the voltage drop is large and the current is high as they dissipate heat equal to the product of the output current and the voltage drop; consequently they are not normally used for large-drop high-current applications.

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The inefficiency wastes power and requires higher-rated and consequently more expensive and larger components. The heat dissipated by high-power supplies is a problem in itself and it must be removed from the circuitry to prevent unacceptable temperature rises.

Linear regulators are practical if the current is low, the power dissipated being small, although it may still be a large fraction of the total power consumed. They are often used as part of a simple regulated power supply for higher currents: a transformer generates a voltage which, when rectified, is a little higher than that needed to bias the linear regulator. The linear regulator drops the excess voltage, reducing hum-generating ripple current and providing a constant output voltage independent of normal fluctuations of the unregulated input voltage from the transformer/bridge rectifier circuit and of the load current.

Linear regulators are inexpensive, reliable if good heat sinks are used and much simpler than switching regulators. As part of a power supply they may require a transformer, which is larger for a given power level than that required by a switch-mode power supply. Linear regulators can provide a very low-noise output voltage, and are very suitable for powering noise-sensitive low-power analog and radio frequency circuits. A popular design approach is to use an LDO, Low Drop-out Regulator, that provides a local \"point of load\" DC supply to a low power circuit. Switched-mode conversion

Electronic switch-mode DC to DC converters convert one DC voltage level to another, by storing the input energy temporarily and then releasing that energy to the output at a different voltage. The storage may be in either magnetic field storage components (inductors, transformers) or electric field storage components (capacitors). This conversion method is more power efficient (often 75% to 98%) than linear voltage regulation (which dissipates unwanted power as heat). This efficiency is beneficial to increasing the running time of battery operated devices. The efficiency has increased since the late 1980s due to the use of power FETs, which are able to switch at high frequency more efficiently than power bipolar transistors, which incur more switching losses and require a more complicated drive circuit. Another important innovation in DC-DC converters is the use of synchronous rectification replacing the flywheel diode with a power FET with low \"on resistance\

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Most DC-to-DC converters are designed to move power in only one direction, from the input to the output. However, all switching regulator topologies can be made bi-directional by replacing all diodes with independently controlled active rectification. A bi-directional converter can move power in either direction, which is useful in applications requiring regenerative braking.

Drawbacks of switching converters include complexity, electronic noise (EMI / RFI) and to some extent cost, although this has come down with advances in chip design.

DC-to-DC converters are now available as integrated circuits needing minimal additional components. They are also available as a complete hybrid circuit component, ready for use within an electronic assembly. Magnetic

In these DC-to-DC converters, energy is periodically stored into and released from a magnetic field in an inductor or a transformer, typically in the range from 300 kHz to 10 MHz. By adjusting the duty cycle of the charging voltage (that is, the ratio of on/off time), the amount of power transferred can be controlled. Usually, this is applied to control the output voltage, though it could be applied to control the input current, the output current, or maintain a constant power. Transformer-based converters may provide isolation between the input and the output. In general, the term \"DC-to-DC converter\" refers to one of these switching converters. These circuits are the heart of a switched-mode power supply. Many topologies exist. This table shows the most common.

In addition, each topology may be:

Hard switched - transistors switch quickly while exposed to both full voltage and full current

Resonant - an LC circuit shapes the voltage across the transistor and current through it so that the transistor switches when either the voltage or the current is zero

Magnetic DC-to-DC converters may be operated in two modes, according to the current in its main magnetic component (inductor or transformer): Continuous - the current fluctuates but never goes down to zero

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Discontinuous - the current fluctuates during the cycle, going down to zero at or before the end of each cycle

Flyback Forward Energy goes from the input and stored Energy goes from the input, through in the magnetics the magnetics and to the load, Later, it is released from the magnetics simultaneously to the load Non-inverting: The output voltage is the same polarity as the input Step-up (Boost) - The output voltage is higher than the input voltage Step-down (Buck) - The output voltage is lower than the input SEPIC - The output voltage can be lower or higher than the input Inverting: the output voltage is of the opposite polarity as the input Inverting (Buck-Boost) Ćuk - Output current is continuous True Buck-Boost - The output voltage is the same polarity as the input and can be lower or higher Split-Pi (Boost-Buck) - Allows bidirectional voltage conversion with the output voltage the same polarity as the input and can be lower or higher. Cuk (Cuk) - Allows bidirectional voltage conversion with the output voltage of inverted polarity. No transformer Non-isolated voltage, and of the same polarity With transformer Half bridge - 2 transistors drive Flyback - 1 or 2 transistor drive May be isolated Full bridge - 4 transistor drive 32

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A converter may be designed to operate in continuous mode at high power, and in discontinuous mode at low power.

The Half bridge and Flyback topologies are similar in that energy stored in the magnetic core needs to be dissipated so that the core does not saturate. Power transmission in a flyback circuit is limited by the amount of energy that can be stored in the core, while forward circuits are usually limited by the I/V characteristics of the switches.

Although MOSFET switches can tolerate simultaneous full current and voltage (although thermal stress and electromigration can shorten the MTBF), bipolar switches generally can't so require the use of a snubber (or two). Capacitive

Main article: Charge pump

Switched capacitor converters rely on alternately connecting capacitors to the input and output in differing topologies. For example, a switched-capacitor reducing converter might charge two capacitors in series and then discharge them in parallel. This would produce an output voltage of half the input voltage, but at twice the current (minus various inefficiencies). Because they operate on discrete quantities of charge, these are also sometimes referred to as charge pump converters. They are typically used in applications requiring relatively small amounts of current, as at higher current loads the increased efficiency and smaller size of switch-mode converters makes them a better choice.[citation needed] They are also used at extremely high voltages, as magnetics would break down at such voltages. Electrochemical

A further means of DC to DC conversion in the kiloWatt to many MegaWatts range is presented by using redox flow batteries such as the vanadium redox battery, although this technique has not been applied commercially to date. Terminology

Step-down - A converter where output voltage is lower than the input voltage (like a Buck converter).

Step-up - A converter that outputs a voltage higher than the input voltage (like a Boost converter).

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Continuous Current Mode - Current and thus the magnetic field in the inductive energy storage never reach zero.

Discontinuous Current Mode - Current and thus the magnetic field in the inductive energy storage may reach or cross zero.

Noise - Since all properly designed DC-to-DC converters are completely inaudible, \"noise\" in discussing them always refers to unwanted electrical and electromagnetic signal noise.

RF noise - Switching converters inherently emit radio waves at the switching frequency and its harmonics. Switching converters that produce triangular switching current, such as the Split-Pi or Ćuk converter in continuous current mode, produce less harmonic noise than other switching converters. Linear converters produce practically no RF noise. Too much RF noise causes electromagnetic interference (EMI).

Input noise - If the converter loads the input with sharp load edges. Electrical noise can be emitted from the supplying power lines as RF noise. Which should be prevented with proper filtering in the input stage of the converter.

Output noise - The output of a DC-to-DC converter is designed to have a flat, constant output voltage. Unfortunately, all real DC-to-DC converters produce an output that constantly varies up and down from the nominal designed output voltage. This varying voltage on the output is the output noise. All DC-to-DC converters, including linear regulators, have some thermal output noise. Switching converters have, in addition, switching noise at the switching frequency and its harmonics. Some sensitive radio frequency and analog circuits require a power supply with so little noise that it can only be provided by a linear regulator. Many analog circuits require a power supply with relatively low noise, but can tolerate some of the less-noisy switching converters.

From:http://en.wikipedia.org/wiki/DC-to-DC_converte

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直流-直流变换器

作为直流-直流变流器是一种电子电路，它将一个直流电(DC)从一个电压水平转换到另一个电压水平。这是一个类电力转换器。 用途：

直流-直流转换器是很重要的,在便携式电子设备如手机和笔记本电脑,主要以电池为其提供电力。这样的电子设备通常会包含一些子电路,每个都有自己的不同电压等级要求，而不同于由电池或外部电源供应的电压(有时比提供的电源电压更高或更低)。此外,随着所存储的电力被消耗电池电压会下降。被转换的直流-直流转换器,提供一个能够有效地提高由部分被降低的电池电压的方法 ,从而节省了空间,而不是使用多个电池来完成同样的工作。

直流-直流转换器,大多数也调整输出电压。包括了一些例外的高效的LED灯电源,这是一种调节流过LED灯的电流的直流-直流转换器、和简单的电荷泵,是输入电压的两到三倍。 转换方法： 电子的、线性的

主要文章：线性稳压器

线性稳压器只能在较低电压输入时才能输出。当电压降很大,电流很高时它们消耗的热量等于产品的输出电流和电压降,此时它们的效率很低，因此它们通常不被用于高电压降与高电流有关的应用。

效率不足,会耗散功率,需要更高的比率，因而需要更昂贵的和更大的组件。大功率电源耗散热量本身就是个问题,它必须从电路上予以清除来阻止不可接受的温度上升。

如果电流较低,此时功率耗散不高,尽管它可能仍然占总消耗功率一大部分，但是线性稳压器也是实用的。他们通常是作为获得更高电流的一个简单的电源组成部分:变压器产生电压,当被纠正,有点高于偏向线性稳压电源的需要。线性调节器会降低超额电压,减少交流产生的纹波电流及提供恒定输出电压，于来自于变压器/桥式整流电路和负载电流的未被调整的输入电压的正常的波动。

如果使用好散热器，而且比开关调节器更简单，线性稳压器廉价,可靠的。作为电源的一部分,他们可能需要电源变压器,这是比开关型电力供应所需要的更大的一个给定的功率水平。线性稳压器可以提供一个非常低噪声的输出电压,而且非常适合驱动低功率噪声敏感模拟和高频电子线路。一个流行的设计方法是使用一个LDO（低

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压差线性稳压器）,低损耗的调节器,这为低功率电路提供了一个局部的―负荷点‖直流供应。 开关转换

直流-直流电子转换开关转换器，使一个直流电压水平转换到另一水平,暂时存储输入能量,然后在不同电压水平释放这些能量输出电压。这些能量可以存储在磁场存储部件(电感、变压器)或电场存储部件(电容)。这一转换方法的转换效率 (通常在75%到98%)比线性电压调节高(耗散不必要的功率以热量形式)。这效率有利于提高由电池驱动装置的运行时间。自1980年代末以来,由于使用FETs电,效率提高了，这是一种相对与功率双极晶体管可以在一个高频率下有效地开关的电源,这招致更多的开关损耗和需要一个更加复杂的驱动电路。另一个在直流-直流转换器中的重要的创新是使用带有低导通电阻的FET电源的同步整流二极管替换飞轮二极管,从而降低开关损耗。

大多数直流-直流转换器设计为功率只在一个移动方向,从输入到输出。然而,所有的开关调节器的拓扑结构可通过的控制动态整流取代所有的二极管使之成为双向的。一个双向整流器可以沿着两个方向中任意一个移动,这是有用的在需要再生制动的应用中。

开关转换器的缺点包括复杂性、电子噪声(EMI / RFI)这在一定程度上影响成本,这虽有所降低随着芯片设计技术的提高。

尽管集成电路需要最小的附加部件，直流-直流转换器现在可以实现。他们也可作为一个完整的混合电路组成,准备在电子装配内使用。 磁性的

在这些直流-直流转换器中，能量定期存入和在一个电感或变压器中从磁场中释放,尤其是范围从300千赫至10000赫兹。通过调整充电电压的工作周期（即是比开/关时间的比率),被转换的功率是可以被控制的。通常,这是用于控制输出电压,虽然它可以应用到控制输入电流、输出电流或维持一个恒定的功率。变压器形式的转换器可以隔离输入输出。一般来说,术语―直流-直流转换器‖指的是其中的一个开关转换器。这样的电路是开关转换电源的核心。 许多拓扑结构的存在。这个表所显示的最常见的。

此外，每种拓扑结构可能是：

硬切换—当暴露于全电压全电流时，晶体管迅速转换。

回响—LC电路使电压通过晶体管和电流穿过它，因此当电压或电流为零使，晶体管开关。

磁直流-直流转换器可以以两种方式运行,根据目前其主要磁性元件(电感或变压

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器)中的电流：

连续的—电流会波动，但不会降到零

间断的—电流周期性波动，在每个周期末或每个周期前会降到零

送到 反激式 能量从输入，通过磁场和到达负荷,同时输入能量存储在磁场，之后，从磁进行 场中释放到负荷中 极性相同： 输入输出电压具有相同极性 升压（斩波）-输出电压比输入电压高 升降压-输出电压可高于或低于输入电压 极性相反：输出电压与输入电压极性相反 相反的（升降压） 降压 (升压) – 输出电压与输入电压有 没有变压器 关联的 相同的极性，但是比输入电压低 Ćuk-输出电流是连续的 标准升降压 –输出电压与输入电压极性相同，或高于或低于输入电压 Split-Pi （升压) –与输入电压同极性的输出电压可以双向转换,可以稍低或稍高。 Cuk (Cuk) -允许双向电压转换与输出电压的极性反 转。 带有变压器 非关联 半桥 – 双晶体管驱动 反激式 – 一到两个晶体管驱动 全桥 – 四个晶体管驱动 一个转换器可能被设计运作在连续的高功率模式下、低功耗模式的间断模式下。 反激变换器拓扑和半桥在能量储存在磁芯需要驱散时是相似的，都会是使磁心不饱和。在反激式电路中由于磁芯中存储着大量的能量功率传输会受到，而前向电路通常限于I / V开关的特点。 虽然MOSFET开关可以容忍同时全电流和电压(尽管热应力和电迁移效应可以缩短平均无故障时间)、双极性开关一般不能这样需要使用一种缓冲器(或两个)。

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电容性的 主要文章：电荷泵

开关电容转换器依靠在不同的拓扑结构交替连接电容器到输入、输出。例如,一个转换的电容器的减少的转换器在串联使可以给两个电容器充电,然后并联时放电。这将产生一个输出的电压是输入电压的一半,但是电流的两倍(减去各种无效功率)。因为他们使用离散的大量的电荷起作用,这些也是有时被称为电荷泵转换器。它们通常是应用于要求相对小量的电流的应用中，在更高的电流负载情况下，增高的效率和较小型号的开关型转换器使他们更好的选择。虽然磁场在此电压下会分解，他们也被用于极高电压。 电化学的

在千瓦级到兆瓦级的变化范围内，直流-直流转换的进一步的方式是通过用氧化还原电池如氧化还原钒电池所展现的,虽然这个技术到日前为止还没有被商业应用。 术语

降压—使输出电压低于输入电压的转换器（像一个降压变换器） 升压—使输出电压高于输入电压的转换器（像一个升压转换器） 恒流模式—电流和此感应的能源存储所形成的磁场不会降为零 非恒流模式—电流和此感应的能源存储所形成的磁场会降为零或零下

干扰—因为所有的正确设计的直流-直流的转换器是完全无声的,―噪声‖在谈论中始终是指多余电能和电磁信号噪声。

射频干扰—切换转换器能固有地发射出无线电波在开关频率及其谐波时。能产生三角合闸电流的开关变换器，如Split-Pi或Ćuk变频器在连续电流模式,产生谐波的噪音比其他开关转换器少。线性转换器生产射频噪声几乎为零。太多的射频噪声引起的电磁干扰(EMI)。

输入干扰—如果转换器加载的输入带有锋利的载荷负载的边缘。电子噪声可以从供应电源以射频干扰发射。在转换器的输入阶段应以适当的滤波予以阻止。

输出干扰—直流-直流变流器的输出被设计为拥有一个平坦的,不断的输出电压。不幸的是,所有真正的直流-直流转换器产生的输出,是一个不断地围绕设定的输出电压不断上下变化的输出电压。这个不断变化的输出电压就是输出干扰。所有直流-直流转换器,包括线性稳压器,有一些热输出噪声。此外，切换转换器具有切换干扰在开关频率及其谐波时。一些敏感的无线电频率和模拟电路需要一个噪音小的电源,所以只能由一个线性调节器。许多模拟电路需要一个相对干扰低的电源,但可以容忍一些无干扰的切换转换器。

源于：http://en.wikipedia.org/wiki/DC-to-DC_converter

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附录B 器件参数图

三相整流桥采用德国POWERSEM公司的PSD31/16型三相整流模块，具体参数介绍如图所示。

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MOSFET为IXYS公司的IXFN36N100,其参数如图所示。

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变压器磁芯功率—频率铁芯选择表如图所示。

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IXYS公司的快恢复二极管DSEP 2×101-06A，具体参数如图所示。

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附录C MATLAB仿真图

开关电源主电路系统仿真图。

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